10.7. 均衡
接收机的最后一部分是均衡器，负责减弱信道影响并消除接收信号中残留的相位或频率偏移。此技术在OFDM解调之后执行。
循环前缀的主要优势之一在于，它有助于将发射信号s[n]与信道脉冲响应h[n]之间的线性卷积转化为逐符号的循环卷积。为了清楚说明这一点，我们将详细观察一个带循环前缀的正交频分复用符号，该符号从时间点n=0开始。用s[0]表示，……，s[2N−1]为第一个正交频分复用符号发射机IDFT输出的2N个样本数，添加循环前缀后产生新的信号，即，
因此，去除循环前缀后接收到的样本由发送信号（即每符号2N个样本）与信道冲激响应h[n]的循环卷积组成。观察频域中的（10.12），我们可以看到以下内容：
参考图10.3和图10.1(b)，若考虑对应频率样本的乘积，可以发现每个子载波所经历的信道增益H[k]各不相同。因此，必须对每个子载波乘以与该子载波所经历的信道频率响应相反的增益。这即是逐音均衡的原理。
已知不同子载波处的信道频率增益，即可通过将子载波除以对应增益以逆转信道引起的失真。例如，如果系统具有64个子载波，其中心频率为 ωk=2πk/64，k=0，...，63，则可取信道脉冲响应（CIR）h[n]，并对其进行64点快速傅里叶变换（FFT），得到频率响应H[k]，k=0，... ，63。 然后，为了抵消信道对每个子载波的影响，只需取对应子载波信道频率响应点的倒数，并用它乘以该子载波。
回顾基于WLAN的帧结构，LLTF最适合用于信道估计，因为接收机始终已知该LLTF，且其子载波覆盖整个正交频分复用（OFDM）符号。LLTF包含两个完整的正交频分复用符号，均用于信道估计，通过对估计结果取平均以获得更可靠的结果。为执行正交频分复用解调，将使用comm.OFDMDemodulator，该解调器可由具有匹配必要设置的调制器对象便捷生成（参见代码10.8）。
利用该解调器对象可对LLTF进行解调，并采用所述最小二乘（零迫）方法完成信道估计。代码10.7中提供了LLTF的解调、信道估计及基于LLTF对数据信号进行均衡的完整过程。然而，即使进行该额外校正，数据信号中仍可能存在频率偏移。幸运的是，导频仍然存在嵌入在数据符号中，用于纠正这些问题。代码10.7还提供了利用这些插入导频的均衡功能。
导频被以非常简单的方式用于纠正数据中符号之间可能出现的加性相位旋转。该旋转依然是一个复数增益，并将以类似于LLTF的方式进行估计。
10.8. 位和功率分配
资源分配是正交频分复用设计中的重要方面，因为它决定了OFDM系统的误码率性能。在给定固定比特率和发射功率约束的条件下，可通过合理分配各子载波上的比特及功率水平，实现误码率的最小化。本节将介绍有关比特和功率分配的理论与技术。
大多数正交频分复用系统在所有子载波上均采用相同的信号星座，如图10.10(a)所示，其中切换器将等大小的比特分组分配到各子载波。然而，整体误码概率通常由表现最差的子载波所决定。为提升系统性能，可采用自适应比特分配，即根据信噪比的测量值，在子载波间调整信号星座的大小分布，如图10.10(b)所示，切换器分配不同大小的比特分组。在极端情况下，若子载波信噪比较差，可将部分子载波关闭或置零。
假设发射机与接收机均已知子载波的信噪比水平，则可确定各子载波的误码率。由于子载波的误码率取决于给定信噪比下所采用的调制方案，因此我们可以通过改变每个子载波所使用的调制方案来调整子载波的误码率。较大的信号星座（例如64-QAM）需要更高的信噪比，才能达到与较小星座（例如4-QAM）相同的误码率，而较小星座所需的信噪比较低。
其中N(f)是高斯噪声的概率密度函数，H(f)是表示线性信道的传递函数，且λ是满足
或图10.11中曲线下的面积的值。该水填充方法旨在使所有子载波的位误差概率均相同。
10.9. 综合整合
至此，已提供恢复通过空中传输的正交频分复用符号所必需的全部接收机算法。显然，整体设计可通过利用信道编码和加扰器来降低接收误码率，从而得到增强，但基本构建块已被提供。回顾中，图10.12展示了接收机流程的流程图，对预同步码和导频的使用方式作了基本说明。目标是最大化利用预同步码符号以提供主要的同步修正，这在许多方面不同于仅依赖调制方案本身的单载波实现。
10.10. 章节总结
本章节重点介绍基于802.11a WLAN标准的多载波调制原理及其实现。详细描述了正交频分复用（OFDM）的优势，包括简化的接收机设计。OFDM是现代高速传输与接收的机制，应用范围涵盖有线互联网甚至部分卫星链路。虽然接收机的实现基本上是前述章节内容的逆向过程，但与我们的单载波实现相比，其复杂度显著降低。
文章来源：威视锐科技