5G新无线电(NR)网络的设计目的是与现有网络实现多年共存。在世界各地，营运商已投资数十亿美元建设2G/3G/4G网络，用于无线电设备和选址。因此，营运商有强烈意愿在5G网络建设中继续利用现有的基础设施，加快5G网络的部署速度，同时降低相关成本，这包括共享现有的4G核心网络、回传扩充容量、在现有的无线电塔上扩建。
在多部无线电彼此接近的共置部署下，5G新无线电必须能够在现有无线电产生的高功率干扰下正常执行且不干扰自身。
5G新无线电可以与多种不同类型的现有无线电共置，其中包括下列无线电存取技术(RAT)，如5GNR分时双工(TDD)、5G分频双工(FDD)；4G长期演进计划(LTE) TDD、4G LTE FDD；3G、2G RAT，如GSM、UMTS、CDMA等。
例如，一部5GNR TDD基地台收发器(BTS)可以与另一部5GNR FDD BTS共置，或者一部5GNR TDD BTS可以与一部4G TDD共置。共置的无线电在收发时时段可同步，也可不同步。
在接近现有无线电布置时，5G无线电设计上应注意避免向相邻无线电的接收频段(UL)发送过大功率。此外，5G无线电的接收器必须能承受来自相邻无线电的超强输入功率，同时也能从使用者设备(UE)接收超低功率讯号。
3GPP对共置的要求
为了使共置部署可行，3GPP TSG RAN4工作组已在BTS无线电规格[1]中发布对5G无线电共置的进一步要求。表格6.6.5.2.4-1中规定了在发送方向时对1-C型和1-H型5G NR BTS共置的每个BTS频段的最大输出功率限值的规格。
其中，1-C型是执行在FR1上的NR基地台，其要求只包括在单一天线连接器上定义的执行要求[1]。1-H型是执行在FR1上的NR基地台，其要求包括在单一收发器数组边界(TAB)连接器上定义的执行要求以及针对无线覆盖功能(RIB)定义的无线传播效能(OTA)要求[1]。而表1列出的是共置使用的前十大无线频段。
例如，当5GNR BTS与一个执行在PCS1900频段上的广域基地台共置，那么其发送器输出功率在1,850MHz到1,910MHz频率范围上任何时候都不得超过-98dBm/100kHz。这是表1中规定的基本限值。对于拥有许多天线端口的mMIMO系统还有细化规定。在接收方向，5G接收器必须符合表2规定的动态范围。具体来说，对于广域基地台，当接收器的连接器上出现+16dBm带外连续波(CW)讯号时，接收灵敏度下降幅度不得超过6dB。
虽然这是3GPP的合规规范，但大多数网络营运商倾向于5G接收器的灵敏度完全不下降。与发送方向一样，这些规范对共置部署的要求比非共置部署的要求要严格得多。
这些共置要求的具体涵义，将从滤波需求和处理大动态范围对接收器架构设计的影响两个角度进行探讨，具体将以近期在美国拍卖的C频段为例进行分析。C频段频率范围从3,700MHz到3,980MHz。透过此例可以看出，如果采用直接射频(RF)取样技术取代直接转换收发器(RFIC)，这些共置要求不会产生任何严重的追加滤波要求。
C频段范例设计要求
5G网络和中频段频谱(美国的CBRS频段和C频段)对于新型无线电单元(RU)的外形尺寸提出严格的要求。特别是，拥有32到64个天线的mMIMO系统有望大幅提高BTS在中频段的容量和覆盖范围。这些mMIMO面板在美国的部署方法很可能是与现有的PCS频段无线电或4G/5G n2频段无线电共置。这两种无线电的下行链路(DL)频率都是1,930MHz到1,990MHz，上行链路(UL)频率都是1,850MHz到1,910MHz。PCS/n2频段是本案例的研究重点，因为该频段讯号产生的二阶谐波失真(HD2)和二阶互调(IMD2)失真直接落在新的C频段(3,700MHz到3,980MHz)内。UMTS/n1(2,100MHz)和700M/800M等其他共置频段一般更容易设计，并且分析方法也一样。
表3是针对C频段系统的高层次设计要求的总结。
本文的分析主要聚焦于以上提到的共置要求。其他3GPP BTS要求(如TX SEM、RX窄频带阻塞等)未在本文里直接探讨，因为这些要求不涉及具体的共置考虑因素。
了解发送器的影响
图1和图2分别体现采用直接RF转换架构和ZIF(零中频)转换架构的收发器的典型RF讯号流程。两种架构的RF组件十分相似，收发器的整体效能很大程度上取决于数据转换器的动态范围和损耗。除了常见的数据转换器非线性谐波失真外，损耗也可能包括转换器假频产物、直流偏移和IQ失衡产生的影像。
图1 采用RF取样数据转换器的典型收发器RF流程
图2 采用零IF架构的典型收发器RF流程
对发送器的共置要求相当直接。根据表1，在发送方向设计必须确保1,850MHz到1,910MHz频段上输出功率密度小于-98dBm/100kHz。因为这是一个广域1-H型BTS，可能装配32个有效发送器，它必须符合[1]6.6.5.4细则对1-H型BTS的要求。具体而言，它必须考虑一个以上的发送天线的辐射。根据合规要求的第二项标准，辐射限值的运算是：
-98dBm/100kHz-10log10(8)= -107dBm/100kHz
对数项中的值8表示收发器数组边界(TAB)连接器发送最小单元组中统计的TAB连接器的数量[1]。
前图中所示无线电架构里的天线滤波器要承担满足这个带外辐射要求的主要责任。接在DAC和巴伦输出之后的带通滤波器(BPF)能带来帮助，但最多只能将PCS频段噪声滤除到低于-174dBm/Hz的热噪声水平。因为DAC输出处的噪声谱密度(NSD)大致在-160dBm/Hz，所以任何具备合理抑制效能的BPF都有效。廉价滤波器如采用0603封装的Johanson 3750BP14D0900[2]或类似产品会是理想选择。这类滤波器在PCS频段中可抑制大于50dB。
TX串接增益等级的典型值可透过商业管道获取，具体如表4所示。
为具有普遍性，假设放大器级的总增益在1.9GHz和3.8GHz时相同，因为大多数低功率增益区块在1.9GHz时的增益大于3.8GHz。这种情况恰与最终的功率放大器的情况相反。循环器后1.9GHz上的输出噪声水平(IL =-0.3dB)是：
-174dBm/Hz + 6dB噪声值 + 62.7dB增益 = -105.3dBm/Hz或55.3dBm/100kHz
为了用10dB的设计余裕满足-107dBm/100kHz的要求，天线滤波器需要在PCS频段上提供62dB (-55.3 - (-107) + 10)的抑制。由于PCS频段距离C频段的低端有1.8GHz，因此这种程度的抑制不是很难实现。商用天线滤波器的典型抑制值在75dB左右。与共置要求相比，天线滤波器的成本和复杂度受近载波工作频段有害辐射(OBUE)的影响往往更大。
分析接收器的影响
共置要求对上行链路接收器设计的影响更为显著，因为需要处理严重增大的输入讯号动态范围。讯号等级可以低至3GPP规定的接收基准灵敏度水平[1]，高至来自共置PCS BTS的16dBm CW。3GPP规范允许在这种部署场景下将接收器灵敏度调低6dB。不过，在实践中，透过正确的设计选择可以避免调低灵敏度。此外，3GPP规范将CW视为需要阻断的讯号，但实际部署中需要阻断的讯号也可能是无线载波，如RMS功率相似、有多个发送载波的GSM、WCDMA、LTE或NR载波。
图3总结采用RF取样架构或ZIF架构的接收器高阶原理图。模拟前端(AFE)由RF流程构成，数字前端(DFE)由模拟数字转换器(ADC)和基频DSP处理区块构成。AFE主要由滤波器和放大器构成。总增益一般在25dB到40dB，且能在一定范围内调节，以实现所需的2.5dB系统噪声值，同时满足3GPP规范的带内阻断要求[1]。要提供如此高的增益，通常需要两级放大器。两级放大器可以是两个单独组件，也可以是单一封装的组件，比如瑞萨(Renesas)供货的F0473B或Qorvo供货的QPB9348。
图3 接收器高阶原理图
共置部署下的接收器设计目标是滤除这16dBm干扰和AFE中主动组件产生的任何非线性产物，使它们的水平在正交分频多任务(OFDM)符号解调前下降到远小于有用讯号的最低水平。在这种情况下，有用讯号最低功率就是系统的目标基准灵敏度水平。透过在接收器链路里综合运用各种滤波器可实现滤波，这些滤波器包括天线BPF、选配BPF(参见图1和图2)、抗混迭滤波器以及DFE基频DSP中的ADC频段选择数字降频转换器(DDC)和载波选择DDC。每个滤波器等级的用途略有不同，抑制需求取决于组件选择和接收器架构。
设计方法说明
接着，概述处理16dBm阻断讯号的一般设计方法。
首先，天线BPF必须将阻断讯号滤除到如下水平：一、不会导致AFE的第一增益等级(LNA)出现饱和/过度驱动现象；二、阻断导致增益等级产生的HD2和IMD2产物远低于有用讯号的功率，进而满足3GPP要求的95%吞吐量。如图4和图5所示，PCS频段中讯号的HD2和IMD2产物直接落在C频段上。尽管3GPP规范只采用CW阻断的形式，但分析中也应该考虑多载波场景，因为产生的IMD2产物通常比HD2产物高6dB。这在对LNA的效能测试中可以看出，如图6所示。
图4 PCS频段中连续波的HD2和HD3产物
图5 PCS频段中两个无线载波的谐波产物
图6 Qorvo QPL9058 (VDD=5.0V) LNA在0dBm输出下的实际IMD2/HD2测量5VDD下，OIP2 = 33dBm；3.3VDD下，OIP2 = 29dBm。
有关两个增益等级间的选配BPF功能的具体介绍如下所示：
图1和图2所示的选配BPF功能是在天线滤波器抑制不足，无法防止第二个放大器产生可降低接收器灵敏度的IMD2/HD2产物时，强化对阻断讯号的滤波。另外，BPF的成本和尺寸基本可以忽略不计，可以用来放宽满足天线滤波器的要求，进而降低系统的成本与重量。和TX流程一样，采用0603封装的Johanson 3750BP14D0900[2]是理想选择。
此外，RF取样和ZIF接收器都需要抗锯齿BPF，以获得最佳系统NF。这个滤波器的作用包括：一、强化对阻塞讯号的滤波，避免它使ADC输入饱和/过度驱动；二、提供对阻塞讯号的最后一级滤波，这样即使阻塞讯号的ADC假频落在有用的C频段上，它也低于有用讯号，避免降低灵敏度。这个用途所需的滤波器抑制量通常较大。对于方便采用的2949.12 MSPS RF-ADC采样率，这属于常见情况。然而，诸如Zynq UltraScale+ RFSoC DFE等组件(在5G方面优化更深入)，在不利情况下向设计人员提供更丰富的频率规画选择，消除对高抑制滤波的需要；三、提供对带外噪声和寄生讯号的滤波，避免其在ADC输出的第一奈奎斯特区域产生假频/折迭；四、对于ZIF接收器，这种抗锯齿BPF也充当解调器中复杂混频器之前的清除滤波器。现今的ZIF RFIC通常配备主动混频器和增益等级，为ADC输入数据。混频器产生的高电平M×N乘积会降低接收器的灵敏度。
数字滤波器的用途说明如下：RFSoC DFE等先进组件沿数据路径布置硬化的低功耗数字滤波器，进一步滤除干扰讯号的残留。借助GHz等级的奈奎斯特带宽和灵活的频率规画，设计人员能够将阻断讯号的假频移出C频段。在这种情况下，可使用数字滤波器在符号解调器前滤除阻断讯号，简化模拟滤波。
采用Zynq UltraScale+ RFSoC DFE实现的接收器设计范例
在这个接收器设计范例中，为实现表5中对C频段共置部署规定的设计目标，可将标准的目录组件与Zynq UltraScale+ RFSoC DFE配合使用。这里也对每种滤波器进行详细分析。与其他频段的共置部署可以采用相似方法进行分析。总之，接收器必须能够在PCS频段存在16dBm CW阻断的情况下，接收-99dBm的NR 100MHz讯号。因此，任何阻断引发的带内干扰必须小于等于-109dBm，这样才能获得10dB或更佳的SIR。这里补充说明一下，若要实现有用讯号的-99dBm目标，需要优于3GPP规范9.4dB(6dB灵敏度下降余量，优于基准灵敏度3.4dB)。
如果阻断讯号的假频直接落在有用的C频段上，则模拟滤波在1,900MHz上的总抑制是16-(-109) = 125dB。如果阻断讯号的假频没有直接落在C频段上，则抑制要求可以降低。图7的设计范例对两种情况都进行研讨，并评估沿RF流程分配滤波的最佳方式。 如图7中的接收器流程所示，设计范例使用标准的目录组件，满足上表中要求的目标。对于mMIMO系统，因为尺寸和机械式管件严格由设计决定，天线滤波器通常是订制零件，所以没有指明具体零件。
图7 接收器流程设计范例
天线滤波器
天线滤波器必须将16dBm的阻断强度滤除到以下水平：避免过度驱动LNA，以及以天线输入为基准，LNA产生的HD2和IMD2低于-109dBm。
针对C频段调校的LNA和增益块通常在3,800MHz进行优化，在1,900MHz时以P1dB、IP2和IP3的形式衡量，动态范围效能有所下降。Qorvo QPL9058(工作电压3.3 VDD)和QPA9127的规格总结在表6中。产品说明书中未说明这两个组件的IP2规格，因此所使用的值来自对使用对应评估套件的实际测量。
值得注意的是，在1,900MHz上时，尽管IP2/IP3严重劣化，但增益通常与3,800MHz相同。
QPL9058 LNA能使用5.0伏特(V)和3.3伏特两种供电电压。这里使用3.3伏特VDD降低功耗，但代价是线性下降。除非另有说明，表6里的资料针对3.3 VDD。
要实现10dB余裕的1号目标，天线滤波器在1,900MHz时的抑制需要超过29dB，亦即：
16dBm + 18dB增益 - 滤波器抑制 (dBm) ≤ 15dBm - 10dB余裕
为实现2号目标，即根据IP2公式，IMD2 = 2*Power_in - IIP
2*Power_in - 11dBm ≤ -109dBm → Power_in ≤ -49dBm
这要求天线滤波器在1,900MHz时的抑制需要至少有16dBm - (-49dBm) = 65dB。
这比1号目标更加严格，接近TX辐射滤波器62dB要求。这项要求与使用的ADC架构的类型无关，而且如前文所述，75dB抑制的滤波器供货充沛。为具有一般性，在后面的分析中，假设天线滤波器在1,900MHz时的抑制是70dB。
选配带通滤波器
这个设计的两个增益级间的BPF是Johanson 3750BP14D0900[2]。它采用0603封装，成本极低，而且在1,990MHz时可提供超过50dB的抑制。这是强化对阻断讯号的滤波，以降低第二级放大器产生的IMD2/HD2的有效途径。还是以天线输入为所有运算的基准，第二级放大器后的IMD2/HD2产物如下(使用两个滤波器)：
阻断功率(以天线输入为基准)= 16dBm - 70dB - 50dB = -104dBm
QPA9127放大器产生的IMD2 = 2*Pwr_in -IIP2 = 2*(-104) - (12.5dBm) = -220.5dBm
通常情况下，HD2比IMD2小6dB，所以两个指标都比-109dBm的目标干扰功率水平低得多。如果不加入这个BPF，根据上述公式，HD2/IMD2在大约-120.5dBm，同样低于-109dBm这个目标水平。因此，在这个范例RF流程中，这个滤波器是选配。如果使用了不同的第二级增益放大器，导致二阶产物较差，或设计人员希望为组件效能变化提供更大余量，即可以选择使用。
．抗混迭滤波器
抗混迭滤波器(AAF)选用与选配带通滤波器相同的滤波器，因为它效能高、尺寸小、成本低。该滤波器对于滤除带外噪声至关重要，否则假频将混迭到ADC输出的第一奈奎斯特区域。RF取样ADC的优势之一是它能够提供极宽的奈奎斯特带宽(通常大于1GHz)。这允许进一步放宽抗混迭滤波要求。实际上，只要混迭噪声不折迭在有用频段上，AAF的通带可以大至ADC的奈奎斯特带宽，小至有用频段。ADC中内置的DDC负责进一步的特定频段选择和抗混迭滤波。
共置部署下AAF的另一项功能是强化对阻断讯号的滤波，防止接收器灵敏度下降。滤波量取决于在所选ADC采样率下，阻断引起的ADC混迭的位置。存在两种情况：情境A - 阻断混迭直接落在有用的C频段上，要求ADC输入端的阻断讯号必须≤-109dBm(以天线输入为基准)；情境B - 阻断混迭落在有用的C频段外，如果不造成ADC输入饱和，则无需对阻断讯号进行滤波。在这种情况下，透过适当的频率规划，直接RF取样可提供更大的灵活性。
．情境A
针对情境A，设计将ADC采样率设置在2949.12 MSPS。根据取样理论，所有大于奈奎斯特频率的频率内容都会在第一奈奎斯特区域内产生混迭，因此ADC输入端C频段基频频率范围为750.88MHz到1,030.88MHz、ADC输出端PCS频段基频频率范围为959.12MHz到1,019.12MHz。
如图8所示，PCS频段落在有用的C频段上。
图8 Fs=2949.12 MSPS时，ADC输出端的基频频率位置
图9 Fs=2211.84 MSPS时，ADC输出端的基频频率位置
凭借这种AAF的优异效能，ADC输入端的16dBm阻断讯号降低到(仍以天线输入为基准。为简化运算，这里假设其他组件的总增益在1,900MHz和3,800MHz上相同)：
16dBm - 70dB - 50dB - 50dB = -154dBm
这个数值显著低于-109dBm的目标。正如分析所示，在采用低成本、高效能的陶瓷芯片滤波器后，最恶劣设计情况下的共置阻断也能轻松地解决。没有必要采用规格更高的高成本天线滤波器，因为在RX链路的后续阶段对阻断讯号进行滤波，效率要高得多。如果不使用选配BPF，则阻断的混迭功率是-104dBm。虽然这足以满足3GPP规范，但无法提供所需的余量。在这种情况下，选配BPF虽然会略微增加成本，但可提供充裕的设计余量。
．情境B
与基于ZIF架构的接收器不同，RF取样转换器可提供极宽的奈奎斯特带宽，方便设计人员对阻断讯号开展频率规画，使之落在有用频段之外。因为ADC采样率需要是5G无线电基频采样率(如30.72 MSPS)的整数倍，所以通常情况下RF取样ADC只能使用几种ADC采样率。为了放宽这种约束，RFSoC DFE等组件内建高效能、低功耗的分数重新取样器，向设计人员提供更丰富的频率规画选择。可用转换速率包括2/3、3/4、4/5以及5/6，同时提供超过85dB的抗混迭滤波效能。
不采用情况A中的2949.12 MSPS(96×30.72M)ADC采样率，而是采用2211.84 MSPS的采样率，ADC就能让PCS混迭频段完全落在C频段之外，如图9所示。换言之，C频段混迭到443.68MHz~723.68MHz，PCS频段混迭到221.84MHz~281.64MHz。 如图10、图11所示，使用内置的2/3 P/Q重新取样器将数据速率转换回5G基频采样率的整数倍。采用这种频率规画后，只要不造成ADC前端饱和，ADC输入端的阻断功率就可以放松要求。然后，透过ADC核心的带选DDC、P/Q重新取样器和DFE载波选择DDC中的高选择性数字滤波器将其去除。在这个设计中，ADC的全额输入功率约为1dBm，相当于AFE增益为33.4dB时以天线输入为基准的-32.4dBm。作为参考，天线滤波器提供的第一级70dB滤波已经足够使用。因此，在选择滤波器组合时，不需要考虑ADC上的阻断混迭问题。在这种情况下，提供70dB抑制的天线滤波器加上AAF就已经绰绰有余。没有选配BPF不会造成任何负面影响。
图10 每一阶段的DFE采样率
图11 DFE每一阶段的基频频谱
Zynq UltraScale+ RFSoC DFE功能丰富，加上高速ADC采样率，为无线电架构提供大量处理共置部署的选择(更复杂的共置部署也不例外)。其中之一是与多个干扰频段共置。在这种情况下，设计人员可以选择：透过频率规画，让所有阻断频段在有用频段外混迭。如果不可行，可以优先处理对滤波器设计影响最大的频段(例如更靠近有用频段的共置频段)。
Zynq UltraScale+ RFSoC DFE灵活性强、效能高，与方便购买的低成本、小尺寸芯片滤波器配合使用，非常容易满足共置要求。与非共置部署相比，无论采取何种ADC架构设计，天线滤波器处理这些要求的难度没有显著增大。
5G宽带无线电接收器架构选择/权衡取舍
到目前为止，研究重点主要放在3GPP规范对共置部署的补充要求对收发器设计造成的影响。使用RF取样数据转换器(比如RFSoC DFE中提供的)，同时配合方便购买的低成本带通滤波器，这些要求很容易得到满足。实际上，还有共置之外的其他考虑因素和要求需要解决。特别是对于收发器而言，无线电设计人员在做出有关收发器架构的设计选择时，还必须考虑带内灵敏度和阻断[1]要求。在3G和4G时代，因为无线电的窄频性以及ZIF的RF影像滤波器需求容易解决，所以ZIF接收器成为了常用架构。但这种情况在5G时代不再适用，因为5G的宽带性对ZIF收发器架构的主要缺陷发起严峻挑战。
为了实现5G增强型移动宽带(eMBB)使用案例的千兆位吞吐量，分量载波的带宽已从4G LTE的20MHz提升到FR1的100MHz乃至FR2的400MHz。无线电RF 工作带宽往往在FR1覆盖400MHz，在FR2覆盖1,600MHz。无论是这样的超宽RF无线电频段，还是需要为多个频段的载波聚合提供支持，非连续工作频段也逐渐变得更为常用。随着干扰讯号带宽达到20MHz，3GPP合规要求对相邻通道选择性和带内阻断的要求也变得更加严格[1]。
本地振荡器泄漏
也许ZIF最常见的问题是基频输出端的本地振荡器(LO)泄漏。LO泄漏同时包含静态分量和动态分量。静态分量在执行时不会有太大的变化，但会随设备单元发生变化。动态泄漏分量与许多因素有关，例如温度、输入讯号、非线性失真、接收器组件链变化、模拟混频器、LO隔离等。实际上，接收器必须采用相当复杂的DC调零算法，实时降低LO泄漏功率，避免它劣化有用讯号的讯噪比(SNR)。由于泄漏功率动态变化，调零算法必须在追踪速度、调零精度和实现成本之间进行权衡取舍，这样很难将LO泄漏降低到不劣化接收器灵敏度的水平。实际上，将LO 泄漏功率降低到接近-109dBm(以天线输入为基准)很难实现。
这个问题在4G LTE中并不严重，因为LTE载波在载波中心没有子载波。因此，无线电设计人员可以使用次优算法实现可接受的效能水平。而5G NR的分量载波不具备这个特点。载波的整个占用带宽内都存在有效的子载波。这使得LO调零算法进一步复杂化，这是因为难以区分有用讯号和LO泄漏。这种算法的任何非零回路带宽都会对集中在DC周围的有用讯号的子载波产生不利影响。 另一个广为人知影响5G讯号的是伪讯号，亦即LO和混频器在DC上产生的固有的1/f闪烁噪声。这种噪声不能使用LO调零算法降低，因为将对接收器在相关频段区域的灵敏度造成显著影响。
IQ失衡产生的影像
ZIF接收器另一个为人熟知的难题是I信道和Q信道之间增益不平衡和相位不平衡产生的影像。影像是DC周围讯号的镜像，落在有用频段内。0.2dB的增益不平衡和2度的相位不平衡，将产生相对于主讯号-39dBc的影像。通常情况下，未校准的ZIF IQ接收器的映射大小在30~35dB。I讯号信道和Q讯号信道上有许多存在失衡、影响影像水平的组件，包括ADC、低通滤波器、降频转换器/混频器、I/Q独立增益级、单独调节I和Q及提供RX AGC功能的数字步进衰减器(DSA)、LO 90度移相器。
为了降低影像大小，ZIF接收器设计常采用IQ校正机制。运算IQ失衡度并提供补偿的过程相当复杂，设计中需要增加支持校正的硬件。ZIF RFIC组件中的正交误差校正(QEC)区块在设计上一般采用单一复合校正分接头，适合校正单一频点或窄瞬时带宽(iBW)上的IQ不平衡。这种方法一般足以应付载波带宽和工作带宽都较小的4G系统。对于带宽更大的5G无线电，需要更复杂的QEC滤波器。这样不仅增大功耗，也增大校正机制的运算复杂性。
相邻通道选择性
因为IQ不平衡，影像在ZIF接收器上落在与有用讯号相同的频段上。这种情况劣化灵敏度，特别是在相同频段上一个载波的功率大于另一个载波的时候。
另一个IQ影像引起问题的工作状况是相邻通道选择性(ACS)对不连续频段的要求，会严重限制设计人员的频率规画选择。
RF影像滤波
ZIF接收器的一个优势是对RF影像滤波要求较低，因为IQ解调器和ADC之间有一个低通滤波器。虽然5G NR接收器也采用同样的设计，但因为低成本微型陶瓷带通滤波器的存在，这个优势基本上不复存在。多家公司包括Johanson和村田制作所(Murata)现在将这种产品当作标准目录滤波器，向每个NR频段供应。与本分析中使用的Johanson C频段陶瓷滤波器同等的产品是村田制作所LFB213G60CGUE234[3]。
虽然名义上ZIF接收器不需要抗混迭RF滤波器，但实际上仍会使用。AAF的主要功能是去除放大器级产生的带外HD2和HD3产物，避免解调器中出现任何最终会落入基频和有用的C频段上的M×N混频产物。例如，2×LO与HD2混频以及3×LO与HD3混频，将落在有用频段的同一位置上。
本文转载自：新通讯
