10. 射频数据转换器品质因数与频率规划
10.3 频率规划
即使最好的数据转换器中也存在噪声和杂散，因此必须采用策略来减轻它们的影响，如频率规划。
它利用了许多杂散的确定性与其频率内容的可计算性。根据一组已知的参数预测频谱中杂散的位置相对简单，频率规划涉及调整这些参数以避免杂散分量和感兴趣的信号之间的重叠，并将杂散定位在可以通过滤波轻松去除的频率上。
10.3.1 混叠的影响
到目前为止，在我们的讨论中，我们只直接计算了杂散的频率，而忽略了ADC情况下混叠效应的讨论。作为ADC采样过程的结果，位于高奈奎斯特带的杂散将被混叠回第一个奈奎斯特带，增加了杂散干扰感兴趣信号的机会。因此，在对接收机架构进行频率规划时，必须考虑混叠。换句话说，必须计算采样后的杂散频率。
如之前所提，DAC也会收到混叠的影响。由于DAC架构中的非线性，谐波将在整个频谱中以输入频率的倍数出现，因为这些非线性引起的谐波在采样过程之前就可以发生。每个在一个奈奎斯特区中出现的谐波都会在其他奈奎斯特区有一个相关的图像。对混叠谐波的位置可以使用与ADC同样的方法来计算。
10.3.2 数字下变频器（DDC）的影响
DDC包含数字混频器和抽取链，也对杂散的位置有影响，杂散会和感兴趣信号一起被混频器改变。
采样后，HD2从80MHz混叠到20MHz，因为输入信号是实数，它还包括在-40MHz和-20MHz的图选，分别对应于感兴趣信号和HD2。当信号与NCO混合后所有频率分量的频率都下降35MHz。由于频域是基于采样率周期的特性，因此任何在奈奎斯特负一区左移的分量会出现在奈奎斯特一区内的某个地方。如图10.9所示，输入正弦波从40MHz移到5MHz；输入正弦波的负像从-40 MHz移动到25 MHz；HD2从20 MHz转移到-15 MHz；HD2的负像从- 20mhz移动到45mhz。
更一般地说，当考虑高阶谐波和其他杂散时，频谱在混合过程后会变得拥挤——这增加了杂散干扰感兴趣信号的可能性。减少这些影响的一种方法就是简单地提高采样率。这可以减少发生的频率包裹量，有助于使杂散与感兴趣的信号充分分离，使其易于通过滤波去除。
抽取产生的结果可以总结如下：抽取将奈奎斯特速率从50 MHz降低到25 MHz。先前已解调，输入正弦波和HD2在新的奈奎斯特区域1内，因此保持不变。输入信号的图像现在正好位于25 MHz的新奈奎斯特速率，并且没有被抗混叠滤波器完全衰减。HD2图像现在在新的奈奎斯特1区之外，并从45 MHz封装到-20 MHz。然而，抗混叠滤波器应该充分抑制这种杂散，因此可以忽略它。
在刚才的例子中，解调在抽取之前。这在接收器架构中很常见，RFSoC的DDC就是为了支持这种处理顺序而设计的。任何具有初始抽取阶段的接收器架构都需要专门的分析，因为杂散的频率会受到不同的影响。
值得注意的是，由于DUC中的插值和混合过程发生在数模转换之前，因此RF-DAC中发生的杂散频率计算起来要简单得多。由于杂散不存在于数字信号路径中，因此只需要分析进入DAC的输入频率和采样率。然而，转换后发生的杂散会被模拟域中的任何混合过程所移位。
10.3.3 滤波消除杂散
值得注意的是，本章讨论的杂散直接来自于数据转换过程。良好的频率规划可以在感兴趣的信号周围提供足够的保护，允许通过滤波消除大多数杂散。转换过程的方向(即数字到模拟，或模拟到数字)决定了要使用的滤波器的类型。
ADC产生的任何杂散都将存在于它提供给接收机数字部分的信号中。因此，需要一个数字滤波器来去除这些杂散成分。在RFSoC的PL中实现的数字滤波器提供了高度的可重构性，并且可以修改设计的响应以适应各种频率和带宽。数字滤波还支持SDR应用，其中滤波器可以从软件动态配置，允许单个设备支持广泛的无线电标准。在数字域直接下变频到基带的接收机架构中，有效的频率规划允许通过抽取链实现大部分所需的滤波。继续图10.10中的例子，在图10.11中，我们展示了如何引入一个额外的抽取阶段来充分抑制存在的杂散。
合并额外的抽取阶段的结果可以总结如下：额外的抽取将奈奎斯特速率从25 MHz降低到12.5 MHz。输入信号位于新奈奎斯特1区内并保持不变。HD2现在在新的奈奎斯特-1区之外，因此它经历了从-15 MHz到5 MHz的频率包装。由于杂散在滤波时位于-15 MHz，接近新奈奎斯特速率，因此不会被滤波器完全抑制。在25 MHz时，信号图像也在新的奈奎斯特1区之外，并且由于其频率等于抽取后的频率，它将封装为DC。然而，抗混叠滤波器应该足以抑制这种图像，它可以忽略不计。
在数模转换中，由DAC产生的杂散存在于模拟域中，这意味着需要一个模拟滤波器来去除任何杂散信号内容。由于信道泄漏在发射机设计中非常重要，因此必须注意确保任何杂散在到达天线之前都得到足够的抑制，以避免干扰相邻的无线电信道。图像抑制滤波器应抑制奈奎斯特操作区外的任何杂散。然而，对于采样率比目标频带高出许多倍的过采样系统，或者使用上奈奎斯特带进行传输，则位于该奈奎斯特带内的任何杂散将与原始信号一起传输。在这种情况下，将需要额外的过滤。图10.12显示了带重构滤波器的过采样DAC如何仍然通过奈奎斯特区1中的杂散，这需要随后应用模拟带通滤波器。
与数字滤波器相比，模拟滤波器的可配置性较差，减少了单个滤波器可以服务的频带和频率的数量。也就是说，可以在模拟前端使用多个滤波器来服务不同的频带。在这种配置中，DAC的输出可以在软件控制下路由到适当的滤波器。然而，使用多个模拟滤波器会增加设计复杂性和BOM(物料清单)成本，因为需要额外的组件，并且需要尽量减少串扰，这可能不适合某些应用。
对滤波器过渡带和阻带衰减的要求是由杂散相对于输入信号的频率和它们的相对幅度决定的。脉冲越接近感兴趣的信号，过渡带就需要越紧。此外，杂散的幅度越显著，所需的阻带衰减就越大。一个好的频率计划将避免杂散发生在感兴趣的信号附近，减少对滤波过程的要求。
10.3.4 频谱规划
如前几节所述，杂散的位置取决于输入信号的频率和数据转换器的采样率，而杂散的宽度取决于输入信号的带宽。频率规划的作用是调整这些参数，通过避免在邻近频率产生杂散，从而在感兴趣的信号周围获得“最干净”的频谱。然而，大多数无线电应用都有标准化的信号特征，包括固定的中心频率和带宽——因此，在为这种情况创建频率计划时，只能改变采样率。本节中给出的两个示例会演示如何使用不同的配置来制定良好的频率计划。
1. 发射机
在本例中，中心频率为3.6 GHz，带宽为100 MHz的信号将在第三代Quad RF-DAC tile上传输。RF-DAC设置为低噪声模式，并以32 mA输出电流工作。将RF-DAC的采样率设置为5.5 GHz，并在混合模式下工作，我们可以使用1.9 GHz的中心频率在奈奎斯特2区传输3.6 GHz的信号。根据前几节给出的公式，可以确定HD2的中心频率为3.8 GHz，带宽为200 MHz, HD3的中心频率为5.7 GHz，带宽为300 MHz。由于混叠，HD3将在第一和第二奈奎斯特区域分别具有中心频率为200 MHz和5.3 GHz的组件。同样，HD2将在第一个奈奎斯特区域有一个另外版本，频率为1.7 GHz。参考数据表，我们可以预期HD2和HD3的幅度分别在-60 dBc和-68 dBc左右。
图10.13表明，这种配置使HD2非常接近用于传输的信号图像，需要约50 MHz的滤波器过渡带，这相当于不到1%的采样率。这样的过滤器的实现成本非常高，因此需要寻找替代解决方案。请注意，由于DAC的sinc形滚降，1.9 GHz基频信号的幅度将略低于此处所示。
为了降低抑制杂散所需的滤波器要求，采用了另一种方法来提高采样率并在奈奎斯特1区以3.6 GHz传输。如图10.14所示，使用9 GHz的采样率，HD2和HD3将位于7.2 GHz的第二个奈奎斯特区域，而它们的另外版本将位于1.8 GHz的第一个奈奎斯特区域。这使得信号图像和杂散之间有足够的分离，因此滤波器过渡带可以大大放松。当信号以3.6 GHz直接传输时，数据表表明HD2和HD3的幅度分别增加到-59 dBc和-60 dBc左右。
2. 接收机
在本例中，在第3代Dual RF-ADC tile上接收到中心频率为240 MHz和带宽为40 MHz的信号。RF-ADC的DSA衰减设置为0 dB。有了这些参数，数据表显示预期的HD2和HD3值分别约为-87 dBc和-77 dBc，增益/时间交织杂散约为-92 dBc，直流偏置交织杂散约为-86 dBc。使用1 GHz的采样率，我们可以计算出混叠后这些杂散的频率，如图10.15所示。
从图10.15中可以明显看出，HD3和两个交织的杂散直接重叠了感兴趣的信号，使得无法用滤波器去除这些杂散。这代表一个糟糕的频率计划。相反，使用2.8 GHz的替代采样率，并重新计算杂散频率，如图10.16所示。我们可以确认，使用这种配置，没有杂散直接与感兴趣的信号重叠，这代表了一个有利的频率计划，并允许设计一个合理成本的带通滤波器来去除杂散。
10.4 射频采样数据转换器特性
10.4.1 噪声谱密度
信号的带宽、采样率和用于给定应用程序的附加滤波都会影响信噪比。制造商使用噪声谱密度(NSD)作为测量和表示RF采样设备噪声性能的替代方法此外，NSD给出了数据转换器灵敏度的更真实的图像，确定其捕获低功率信号的能力。NSD测量每1hz带宽的噪声功率，使其更容易计算特定兴趣频段内的总噪声功率。NSD是相对于满量程输入来测量的，通常以dBFS/Hz表示，其中FS表示“满量程”。使用N位数据转换器的理想信噪比和NFFT点的FFT的理论本底噪声可以计算出NSD的近似值。
由于信噪比是整个奈奎斯特频带的信号功率与噪声功率之比，因此可以通过满量程输入功率减去信号功率来计算整个频带的总噪声功率。如果我们假设输入信号处于满量程，则整个频带的总噪声功率仅为dBFS信噪比值的负值。
由于其他噪声源的存在，降低了信噪比，因此NSD的真实值将与理想情况有所不同。输入信号频率也会影响NSD。因此，实际值必须从直接测量中获得。大多数制造商提供各种输入频率的NSD值，这可以很好地表征数据转换器的整体性能。例如，对于第一代 RF-ADC Quad tile，输入频率为240 MHz和2.4 GHz时，NSD的典型值分别为-150 dBFS/Hz和-146 dBFS/Hz。
10.4.2 双音互调失真
与由谐波畸变引起的杂散一样，互调产物的幅度取决于器件的线性度。器件越线性，IMD产品的幅值越低。制造商的数据表通常只说明三阶产品，并提供用于测量的输入频率和幅度。例如，第3代RFSoC RF-ADC Quad tile在1.9 GHz输入频率下的典型IM3测量值为-75 dBc，两个输入测试单音间隔20 MHz。
与由谐波畸变引起的杂散一样，互调产物的幅度取决于器件的线性度。器件越线性，IMD产品的幅值越低。制造商的数据表通常只说明三阶产品，并提供用于测量的输入频率和幅度。例如，第3代RFSoC RF-ADC四分量片在1.9 GHz输入频率下的典型IM3测量值为-75 dBc，两个输入测试音调间隔20 MHz。
10.4.3 相邻通道泄露比
在现代无线电通信中，频谱被认为是一种稀缺资源，其使用由国家或地区监管机构控制。在分配频带上进行传输的用户必须避免或尽量减少对附近频率频谱上的其他用户造成的干扰。因此，量化传输信号“泄漏”到相邻信道的数量是很重要的。其标准测量方法是相邻通道泄漏比(ACLR)。
ACLR是用于4G LTE和5G NR等无线电标准的标准化频谱测量，它是相对于目标信道内信号功率泄漏到相邻信道(主要由IM3互调产品引起)的功率量的测量，通常以dBc表示。图12.18显示了直接与目标通道相邻的通道的ACLR测量。等效测量也可用于量化“下一个相邻”通道的泄漏，即那些在频率上与参考通道进一步分离的通道。
文章来源：威视锐科技
